受限于MOS管的驱动阈值,在许多的应用场景中无法直接使用MCU或者SOC的GPIO电平驱动MOS的导通与关断,此时需要在MOS的G极处增加一个栅极驱动电路,实现GPIO电平可以驱动MOS。
€1.BJT驱动PMOS
如图6-1演示了PMOS的自驱效应,当PMOS的G极连接S极时,VGS=0V,PMOS便会自开启,那么如果在PMOS的G极与GND之间增加一道SW开关,那么就可以实现G极电位在GND和Vin之间切换,那么就可以通过SW来控制PMOS的开启与关闭。
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图6-1:PMOS的自驱效应
将图6-1中的SW开关更换为三极管BJT,如 图6-2 ,那么就是一个典型的BJT驱动高边PMOS的电路,其中C1,C2,Zener非必要。C1用做加速BJT打开,C2用做BJT快速关断,Zener用做VGS钳位,避免瞬时电压超过MOS的VGSmax耐压从而损坏MOS。
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图6-2:BJT驱动PMOS电路
R1和R2在一条路径上可以调节分压,也即调整G极电位,Q2关断时,VG=VS,VGS=VG-VS=0V,Q1导通时,VG=Vin×{R2/(R1+R2)},VS=Vin,那么VGS=Vin×{R2/(R1+R2)}-Vin。当R1很大,R2很小,VGS≈Vin,此时如果VGS接近或超过Q1的GS耐压值VGSS,会损坏PMOS,那么这时就可以调整R1,R2的比例,将导通时VGS值调整至-VGSS<VGS<VGSTHmin。
€2.BJT驱动NMOS
因为NMOS经常用作低边开关,NMOS的低边开关很容易驱动,一般都不需要额外增加驱动电路。如图6-3是带电荷泵BJT驱动NMOS的高边开关,但很不常用。如果板级有额外高于Vin的电压Vdd,则可以去掉Charge Pump,直接使用分立开关控制Vdd和G极的通断。如果Charge Pump支持en使能,那么就可以去掉去掉G极驱动NMOS,直接使用GPIO控制Charge Pump的en,使能Charge Pump,输出高电压,干路MOS导通,不使能Charge Pump,不输出高电压,干路NMOS关断。
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图6-3:带电荷泵BJT驱动NMOS高边开关
€3.设计示例
*设计背景:*设计一个高边负载开关,输入电压为24V,输入电流为5A,使用MCU的GPIO控制导通与关断,GPIO的电平为3.3V。
*设计分析:*这里如果选用NMOS,则需要有高于24V的电压施加给栅极,除了板级要么没有大于24V的电压,要么增加Charge pump,都不利于简化设计,降低成本,这里还是选择低压功率PMOS。
器件选型:根据VDSS>24V,IDSS>5A,Vin=24V,G极施加电平可以自取24V,并且增加BJT驱动电路可以做到可调,所选PMOS的VGSTH和VGSS耐压可以比较宽泛。对于选用的BJT,MOS的G极电流本就不大,可以选用普通的NPN型小信号BJT,让其工作在饱和区即可,基极电流Ib可以稍大,此处选用BJT的要求并不多,耐压>24V,成本低廉。这里选用LRC的PMOS:LP73027DT3WG,NPN:L2SC4081ST1G,相关参数如图6-4至 图6-6 **
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图6-4: LP73027DT3WG最大额定参数
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图6-5:LP73027DT3WG电气参数
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图6-6:L2SC4081ST1G电气参数
*设计结果:*如 图6-7 ,Ctrl输出3.3V高电平时,BJT导通,R1和R2组成分压电路,当R1远大于R2,Vg-Vs≈24V,PMOS导通;Ctrl输出0V低电平时,BJT关断,此时Vg-Vs≈0V,PMOS关断。
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图6-7:设计结果
*功耗分析:*L2SC4081ST1G导通时,LP73027DT3WG也导通,此时电阻R1和R2串接在Vin和GND之间,存在电流消耗,根据P=U²/R,R越大,功耗越小,这也就是R1取值比较大的原因之一。L2SC4081ST1G导通也有电流损耗,虽然建议Ib稍大,但不能过于大,建议取Ib=1mA为通用计算取值。
€4.使用举例
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图6-8:实例1
如图6-8所示是VT11驱动VT12,VT11的基极额外使用二极管搭建了一个简易或门,允许多个信号驱动VT11导通,从而打开VT12。
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图6-9:实例2
如图6-9所示是VT33驱动VT20,VCC=3.3V,使用的PMOS其VGSth=-3V~-1V,X9H_PWR_ON电平为1.8V,那么1.8-3.3=-1.5V,刚好处于VGSTH之间,存在导通隐患,所以增加一个VT33驱动电路。如果X9H_PWR_ON电平是3.3V,那么就可以直接驱动VT20。
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图6-10:实例3
如图6-10所示是Q1驱动Q8,C623既可以加速R419固定电位,也可以控制吸纳涌入电流。R229为调试跳线0Ω电阻,这里额外注意R548和R420的电阻相互位置,是避免分压效应的一种排布。
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