受限于MOS管的驱动阈值，在许多的应用场景中无法直接使用MCU或者SOC的GPIO电平驱动MOS的导通与关断，此时需要在MOS的G极处增加一个栅极驱动电路，实现GPIO电平可以驱动MOS。
€1.BJT驱动PMOS
如图6-1演示了PMOS的自驱效应，当PMOS的G极连接S极时，VGS=0V，PMOS便会自开启，那么如果在PMOS的G极与GND之间增加一道SW开关，那么就可以实现G极电位在GND和Vin之间切换，那么就可以通过SW来控制PMOS的开启与关闭。
图6-1：PMOS的自驱效应
将图6-1中的SW开关更换为三极管BJT，如 图6-2 ，那么就是一个典型的BJT驱动高边PMOS的电路，其中C1，C2，Zener非必要。C1用做加速BJT打开，C2用做BJT快速关断，Zener用做VGS钳位，避免瞬时电压超过MOS的VGSmax耐压从而损坏MOS。
图6-2：BJT驱动PMOS电路
R1和R2在一条路径上可以调节分压，也即调整G极电位，Q2关断时，VG=VS，VGS=VG-VS=0V，Q1导通时，VG=Vin×{R2/(R1+R2)}，VS=Vin，那么VGS=Vin×{R2/(R1+R2)}-Vin。当R1很大，R2很小，VGS≈Vin，此时如果VGS接近或超过Q1的GS耐压值VGSS，会损坏PMOS，那么这时就可以调整R1，R2的比例，将导通时VGS值调整至-VGSS＜VGS＜VGSTHmin。
€2.BJT驱动NMOS
因为NMOS经常用作低边开关，NMOS的低边开关很容易驱动，一般都不需要额外增加驱动电路。如图6-3是带电荷泵BJT驱动NMOS的高边开关，但很不常用。如果板级有额外高于Vin的电压Vdd，则可以去掉Charge Pump，直接使用分立开关控制Vdd和G极的通断。如果Charge Pump支持en使能，那么就可以去掉去掉G极驱动NMOS，直接使用GPIO控制Charge Pump的en，使能Charge Pump，输出高电压，干路MOS导通，不使能Charge Pump，不输出高电压，干路NMOS关断。
图6-3：带电荷泵BJT驱动NMOS高边开关
€3.设计示例
*设计背景：*设计一个高边负载开关，输入电压为24V，输入电流为5A，使用MCU的GPIO控制导通与关断，GPIO的电平为3.3V。
*设计分析：*这里如果选用NMOS，则需要有高于24V的电压施加给栅极，除了板级要么没有大于24V的电压，要么增加Charge pump，都不利于简化设计，降低成本，这里还是选择低压功率PMOS。
器件选型：根据VDSS＞24V，IDSS＞5A，Vin=24V，G极施加电平可以自取24V，并且增加BJT驱动电路可以做到可调，所选PMOS的VGSTH和VGSS耐压可以比较宽泛。对于选用的BJT，MOS的G极电流本就不大，可以选用普通的NPN型小信号BJT，让其工作在饱和区即可，基极电流Ib可以稍大，此处选用BJT的要求并不多，耐压＞24V，成本低廉。这里选用LRC的PMOS：LP73027DT3WG，NPN：L2SC4081ST1G，相关参数如图6-4至 图6-6 **
图6-4： LP73027DT3WG最大额定参数
图6-5：LP73027DT3WG电气参数
图6-6：L2SC4081ST1G电气参数
*设计结果：*如 图6-7 ，Ctrl输出3.3V高电平时，BJT导通，R1和R2组成分压电路，当R1远大于R2，Vg-Vs≈24V，PMOS导通；Ctrl输出0V低电平时，BJT关断，此时Vg-Vs≈0V，PMOS关断。
图6-7：设计结果
*功耗分析：*L2SC4081ST1G导通时，LP73027DT3WG也导通，此时电阻R1和R2串接在Vin和GND之间，存在电流消耗，根据P=U²/R，R越大，功耗越小，这也就是R1取值比较大的原因之一。L2SC4081ST1G导通也有电流损耗，虽然建议Ib稍大，但不能过于大，建议取Ib=1mA为通用计算取值。
€4.使用举例
图6-8：实例1
如图6-8所示是VT11驱动VT12，VT11的基极额外使用二极管搭建了一个简易或门，允许多个信号驱动VT11导通，从而打开VT12。
图6-9：实例2
如图6-9所示是VT33驱动VT20，VCC=3.3V，使用的PMOS其VGSth=-3V~-1V，X9H_PWR_ON电平为1.8V，那么1.8-3.3=-1.5V，刚好处于VGSTH之间，存在导通隐患，所以增加一个VT33驱动电路。如果X9H_PWR_ON电平是3.3V，那么就可以直接驱动VT20。
图6-10：实例3
如图6-10所示是Q1驱动Q8，C623既可以加速R419固定电位，也可以控制吸纳涌入电流。R229为调试跳线0Ω电阻，这里额外注意R548和R420的电阻相互位置，是避免分压效应的一种排布。
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