处理电源电压反转有几种众所周知的方法。最明显的方法是在电源和负载之间连接一个二极管，但是由于二极管正向电压的原因，这种做法会产生额外的功耗。
虽然该方法很简洁，但是二极管在便携式或备份应用中是不起作用的，因为电池在充电时必须吸收电流，而在不充电时则须供应电流。另一种方法是使用图1所示的 MOSFET 电路之一。
对于负载侧电路而言，这种方法比使用二极管更好，因为电源 (电池) 电压增强了 MOSFET，因而产生了更少的压降和实质上更高的电导。该电路的 NMOS 版本比 PMOS 版本更好，因为分立式 NMOS 晶体管导电率更高、成本更低且可用性更好。
在这两种电路中，MOSFET 都是在电池电压为正时导通，电池电压反转时则断开连接。MOSFET 的物理“漏极”变成了电源，因为它在 PMOS 版本中是较高的电位，而在 NMOS 版本中则是较低的电位。
由于 MOSFET 在三极管区域中是电对称的，因此它们在两个方向上都能很好地传导电流。采用此方法时，晶体管必须具有高于电池电压的最大 VGS 和 VDS 额定值。
遗憾的是，这种方法仅对负载侧电路有效，无法配合能够给电池充电的电路工作。电池充电器将产生电源，重新启用 MOSFET 并重新建立至反向电池的连接。图2展示了采用 NMOS 版本的一个实例，图中所示的电池处于故障状态。
当电池接入时，电池充电器处于闲置状态，负载和电池充电器与反向电池安全去耦。然而，如果充电器变至运行状态 (例如：附联了输入电源连接器)，则充电器在 NMOS 的栅极和源极之间产生一个电压，这增强了 NMOS，从而实现电流传导。这一点在图3中更形象。
负载和充电器虽与反向电压隔离，但是起保护作用的 MOSFET 现在面临的一大问题是功耗过高。在这种情况下，电池充电器变成了一个电池放电器。当电池充电器为 MOSFET 提供了足够的栅极支持以吸收由充电器输送的电流时，该电路将达到平衡。
例如，如果一个强大 MOSFET 的 VTH 约为 2V，而且充电器能够在 2V 电压下提供电流，则电池充电器输出电压将稳定在 2V (MOSFET 的漏极处在 2V + 电池电压)。
MOSFET 中的功耗为 ICHARGE ? (VTH + VBAT)，因而使 MOSFET 升温发热，直到产生的热量散逸离开印刷电路板。该电路的 PMOS 版本也是一样。下面将介绍该方法的两种替代方案，这些替代方案各有优缺点。
一、N 沟道 MOSFET 设计
第一种方案采用一个 NMOS 隔离器件，如图4所示。该电路的算法是：如果电池电压超过了电池充电器输出电压，则必须停用隔离 MOSFET。
如同上述的 NMOS 方法一样，在该电路中，MN1 连接在介于充电器/负载和电池端子之间接线的低压侧。
然而，晶体管 MP1 和 Q1 现在提供了一个检测电路，该电路在电池反接的情况下将停用 MN1。反接电池将 MP1 的源极升举至高于其连接至充电器正端子的栅极。接着，MP1 的漏极通过 R1 将电流输送至 Q1 的基极。
然后，Q1 将 MN1 的栅极分流至地，防止充电电流在 MN1 中流动。R1 负责控制在反向检测期间流到 Q1 的基极电流，而 R2 则在正常操作中为 Q1 的基极提供泄放。R3 赋予了 Q1 将 MN1 的栅极拉至地电位的权限。R3/R4 分压器限制 MN1 栅极上的电压，这样栅极电压在反向电池热插拔期间不必下降那么多。
最坏情况是电池充电器已经处于运行状态、产生其恒定电压电平，附联了一个反接电池时。在这种情况下，必需尽可能快地关断 MN1，以限制消耗高功率的时间。
该电路带有 R3 和 R4 的这一特殊版本最适合 12V 铅酸电池应用，但是在单节和两节锂离子电池产品等较低电压应用中，可以免除 R4。
电容器 C1 提供了一个超快速充电泵，以在反向电池附联期间下拉 MN1 的栅极电平。对于最差情形 (附联一个反向电池时充电器已使能的状况再次出现)，C1 非常有用。
该电路的缺点是需要额外的组件，R3/R4 分压器在电池上产生了一个虽然很小、但却是持续的负载。
此类组件大多是纤巧的。MP1 和 Q1 不是功率器件，而且通常可采用 SOT23-3、SC70-3 或更小的封装。MN1 应具有非常优良的导电性，因为它是传输器件，但是尺寸不必很大。
由于它在深三极管区工作，并且得到了大幅的栅极强化，因此其功耗即使对于导电性中等的器件来说也很低。例如，100m? 以下的晶体管也经常采用 SOT23-3 封装。
不过，采用一个小传输晶体管的缺点是：与电池充电器串联的额外阻抗延长了恒定电压充电阶段的充电时间。例如，如果电池及其配线具有 100m? 的等效串联电阻，并且采用了一个 100m? 的隔离晶体管，那么恒定电压充电阶段中的充电时间将加倍。
MP1 和 Q1 组成的检测和停用电路停用MN1 的速度不是特别快，而且它们无须如此。虽然 MN1 在反向电池附联期间产生高功耗，但是关断电路只需“在最后”断开 MN1 连接。
它必需在 MN1 升温幅度大到导致受损之前断开 MN1 连接。几十微秒的断开连接时间可能比较适合。
另一方面，在反接电池有机会将充电器和负载电压拉至负值之前停用 MN1 至关重要，因而需要采用 C1。基本上，该电路具有一条 AC 和一条 DC 停用路径。
用一个铅酸电池和 LTC4015 电池充电器对此电路进行了测试。如图5所示，当反向电池热插拔时电池充电器处于 OFF 状态。反向电压不会被传送至充电器和负载。
值得注意的是，MN1 需要一个等于电池电压的 VDS 额定值和一个等于 1/2 电池电压的 VGS 额定值。MP1 需要一个等于电池电压的 VDS 和 VGS 额定值。
图6显示了一种更加严重的情况，就是在反向电池进行热插拔时电池充电器已处于正常运行状态。电池反接将下拉充电器侧电压，直到检测和保护电路使其脱离运行状态，从而让充电器安全返回至其恒定电压电平。
动态特性将因应用而异，而电池充电器上的电容将对最终结果起到很大的作用。在该测试中，电池充电器兼具一个高 Q 值陶瓷电容器和一个 Q 值较低的聚合物电容器。
总之，建议在电池充电器上采用铝聚合物电容器和铝电解电容器，以改善正常的正向电池热插拔期间的性能。由于极度的非线性，纯陶瓷电容器会在热插拔期间产生过高的过冲，背后的原因是：当电压从 0V 升至额定电压时，其电容的降幅可达惊人的 80%。
这种非线性在低电压条件下激发高电流的流动，而当电压上升时则使电容快速递减;这是一种导致非常高电压过冲的致命组合。凭经验，一个陶瓷电容器与一个较低 Q 值、电压稳定的铝电容器甚至钽电容器的组合似乎是最稳健的组合形式。
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