恒压/恒流输出式单片开关电源可简称为恒压/恒流源。其特点是具有两个控制环路,一个是电压控制环,另一个为电流控制环。当输出电流较小时,电压控制环起作用,具有稳压特性,它相当于恒压源;当输出电流接近或达到额定值时,通过电流控制环使IO维持恒定,它又变成恒流源。这种电源特别适用于电池充电器和特种电机驱动器。下面介绍一种低成本恒压/恒流输出式开关电源,其电流控制环是由晶体管构成的,电路简单,成本低,易于制作。

1.恒压/恒流输出式开关电源的工作原理

7.5V、1A恒压/恒流输出式开关电源的电路如图1所示。它采用一片TOP200Y型开关电源(IC1),配PC817A型线性光耦合器(IC2)。85V～256V交流输入电压u经过EMI滤波器L2、C6)、整流桥(BR)和输入滤波电容(C1),得到大约为82V～375V的直流高压UI,再通过初级绕组接TOP200Y的漏极。由VDZ1和VD1构成的漏极箝位保护电路,将高频变压器漏感形成的尖峰电压限定在安全范围之内。VDZ1采用BZY97C200型瞬态电压抑制器,其箝位电压UB=200V。VD1选用UF4005型超快恢复二极管。次级电压经过VD2、C2整流滤波后,再通过L1、C3滤波,获得＋7.5V输出。VD2采用3A/70V的肖特基二极管。反馈绕组的输出电压经过VD3、C4整流滤波后,得到反馈电压UFB=26V,给光敏三极管提供偏压。C5为旁路电容,兼作频率补偿电容并决定自动重启频率。R2为反馈绕组的假负载,空载时能限制反馈电压UFB不致升高。

该电源有两个控制环路。电压控制环是由1N5234B型62V稳压管(VDZ2)和光耦合器PC817A(IC2)构成的。其作用是当输出电流较小时令开关电源工作在恒压输出模式,此时VDZ2上有电流通过,输出电压由VDZ2的稳压值(UZ2)和光耦中LED的正向压降(UF)所确定。电流控制环则由晶体管VT1和VT2、电流检测电阻R3、光耦IC2、电阻R4～R7、电容C8构成。其中,R3专用于检测输出电流值。VT1采用2N4401型NPN硅管,国产代用型号为3DK4C;VT2则选2N4403型PNP硅管,可用国产3DK9C代换。R6、R5分别用于设定VT1、VT2的集电极电流值IC1、IC2。R5还决定电流控制环的直流增益。C8为频率补偿电容,防止环路产生自激振荡。在刚通电或自动重新启动时,瞬态峰值电压可使VT1导通,利用R7对其发射结电流进行限制;R4的作用是将VT1的导通电流经VT2旁路掉,使之不通过R1。电流控制环的启动过程如下：随着IO的增大,当IO接近于1A时,UR3↑→VT1导通→UR6↑→VT2导通,由VT2的集电极给光耦提供电流,迫使UO↓。由UO降低,VDZ2不能被反向击穿,其上也不再有电流通过,因此电压控制环开路,开关电源就自动转入恒流模式。C7为安全电容,能滤除由初、次级耦合电容产生的共模干扰。

该电源既可工作在7.5V稳压输出状态,又能在1A的受控电流下工作。当环境温度范围是0℃～50℃时,恒流输出的准确度约为±8％。

该电源的输出电压－输出电流(U0－I0)特性如图2所示。由图可见,它具有以下显著特点：

（1）当u=85VAC或265VAC时,特性曲线变化很小,这表明输出特性基本不受交流输入电压变化的影响;

（2）当IO<0.90A时处于恒压区,IO≈0.98A时位于恒流区,且UO随着IO的略微增加而迅速降低;

（3）当UO≤2V时,VT1和VT2已无法给光耦继续提供足够的工作电流,此时电流控制环不起作用,但初级电流仍受TOP200Y的最大极限电流ILIMIT(max)的限制。这时,UR6↑,通过VT1和VT2使光耦工作电流迅速减小,强迫TOP200Y进入自动重新启动状态。这表明,一旦电流控制环失控,立即从恒流模式转入自动重启状态,将IO拉下来,对芯片起保护作用。

2.恒压/恒流输出式开关电源的电路设计

电压及电流控制环的单元电路如图3所示。

2.1 电压控制环的设计

恒压源的输出电压由下式确定：

UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1·R1(1)

式中,UZ2=6.2V,UF=1.2(典型值),需要确定的只是R1上的压降UR1。令R1上的电流为IR1,VT2的集电极电流为IC2,光耦输入电流(即LED工作电流)为IF,显然IR1=IC2=IF,并且它们随u、IO和光耦的电流传输比CTR值而变化。TOP200Y的控制端电流IC变化范围是2.5mA(对应于最大占空比Dmax)～6.5mA(对应于最小占空比Dmin),现取中间值IC=4.5mA。因IC是从光敏三极管的发射极流入控制端的,故有关系式

IR1=Ic/CTR    (2)

在IC和CTR值确定之后,很容易求出IR1。单片开关电源须采用线性光耦合器,要求CTR=80％～160％,可取中间值120％。将IC=4.5mA,CTR=120％代入式(2)得出,IR1=3.75mA。令R1=39Ω时,UR1=0.146V。最后代入式(1)计算出

UO=UZ2＋UF＋UR1=6.2V＋1.2V＋0.146V

=7.546V≈7.5V

2.2 电流控制环的设计

电流控制环由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和PC817A等构成。下面需最终算出恒定输出电流IOH的期望值。图3中,R7为VT1的基极偏置电阻,因基极电流很小,而R3上的电流很大,故可认为VT1的发射结压降UBEI全部降落在R3上。则

IOH=UBE1/R3    (3)

利用下面二式可以估算出VT1、VT2的发射结压降：

UBE1=(kT/q)·In(Ic1/Is)    (4)

UBE2=(kTq)·In(Ic2/Is)    (5)

式中,k为波尔兹曼常数,T为环境温度(用热力学温度表示),q是电子电量。当TA=25℃时,T=298K,kT/q=0.0262V。IC1、IC1分别为VT1、VT2的集电极电流。IS为晶体管的反向饱和电流,对于小功率管,IS=4×10－14A。

因为前已求出IR1=IF=IC2=3.75mA,所以UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)

=0.0262In(3.75mA/4×10 -14A)

=0.662V

又因IE2≈IC2,故UR5=IC2R5=3.75mA×100Ω=0.375V,由此推导出UR6=UR5＋UBE2=0.375V＋0662=1.037V。取R6=220Ω时,IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值来估算UBE1,进而确定电流检测电阻R3的阻值：

UBE1=0.0262In(4.71mA/4×10 -14A)=0.668

R3=IBE1/IOH=0.668V/1.0A=0.668Ω

与之最接近的标称阻值为0.68Ω。代入式(3)可求得

IOH=0.668V/0.68Ω=0.982

考虑到VT1的发射结电压UBE1的温度系数αT≈－21mV/℃,当环境温度升高25℃时,IOH值降为

I＇OH=UBE1-‖αT‖·T/R3

=0.668V-(2.1mV/℃)×25℃/0.68Ω=0.905A

恒流准确度为

γ=(I＇OH-IOH/IOH)·100%

=(0.905-0.982/0.982）·100%=-7.8%≈-8%

与设计指标相吻合。

3.反馈电源的设计

反馈电源的设计主要包括两项内容：

（１）在恒流模式下计算反馈绕组的匝数NB。之所以按恒流模式计算NB值,是因为此时UO和UFB都迅速降低(UO=UOmin=2V),只有UFB足够高时,才能确保恒流源正常工作。

（２）在恒压模式下计算出反馈电压额定值UFB。此时UO=7.5V,UFB也将达到最大值,由此求得UFB值,能为选择光耦合器的耐压值提供依据。

反馈电压UFB由下式确定：

UFB=(Uo+UF2+IoR3)·NB/Ns-UF3    (6)

式中,UF2和UF3分别为VD2、VD3的正向导通压降。NS为次级匝数。从式（6）可解出

NB=(UFB+UF3/Uo+UF2+IoR3)·Ns    (7)

在恒流模式下当负载加重(即负载电阻减小)时,UO和UFB会自动降低,以维持恒流输出。为使开关电源从恒流模式转换到自动重启状态时仍能给TOP200Y提供合适的偏压,要求UFB至少比恒流模式下控制电压的最大值UCmax高出3V。这里假定UCmax=6V,故取UFB=9V。将UFB=9V、UO=UCmin=2V、UF2=06V、UF3=1V、IO=IOH=0.982A、R3=0.68Ω、NS=12匝一并代入式(7),计算出NB=36.7匝≈37匝（取整）。

在恒压模式下,UO=7.5V,最大输出电流IO=0.95A,再代入式(6)求得,UFB=26V,此即反馈电压的额定值。选择光耦合器时,光敏三极管的反向击穿电压必须大于此值,即U(BR)CEO>26V。常用线性光耦的U(BR)CEO=30V～90V。计算光敏三极管反向工作电压UIC2的公式为

UIC2=UFB－UCmin    (8)

式中,UCmin为控制端电压的最小值(5.5V)。不难算出,UIC2=20.5V。这里采用PC817A型光耦合器,其U(BR)CEO=35V>20.5V,完全能满足要求。但在设计高压电池充电器时,必须选择耐高压的光耦合器。
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