图(01)是 Unitrode 公司(已被德州仪器公司并购)生产的 UC1525A(与 UC2535A、UC3525A 相同，三个型号仅工作温度范围不同)开关电源控制芯片用变压器驱动半桥的电路。图中 Q1 和 Q2 为功率开关 MOS 管，T1 为驱动变压器，T2 为功率输出的主变压器。
图(01)
图(01)中我们见到驱动变压器 T1 具有两个次级，反相驱动两个功率开关 MOS 管 Q1 和 Q2。
与上次贴出的 SG3525 经变压器驱动半桥电路不同之处，主要是变压器初级两端各有一支二极管接地。
无论是并联推挽(即两个功率开关管通过初级具有中心抽头的输出变压器耦合)，半桥(可称为串联推挽)，还是全桥，两个功率开关管(对全桥来说是对角线上两个开关管为一组，两组开关管)中电流应该是互补对称，相位相差 180°且带有“死区”(两个功率管均不导通)的波形。如图(02)和图(03)所示。之所以必须相位相差 180°且带有“死区”，乃是为了避免“共同导通”(后面将有叙述)。
图(02)
图(02)是占空比较大时两个功率开关管中的电流波形。
图(03)
图(03)是占空比较小时两个功率开关管中的电流波形。
既然功率开关管中电流是这样的波形，那么驱动功率开关管门极的电压波形也应该是如图(04)和图(05)那样的波形。
图(04)
图(04)是占空比较大时两个功率开关管门极电压波形。
图(05)
图(05)是占空比较小时两个功率开关管门极电压波形。
图(04)和图(05)同时也是 UC1525A 的 11 脚和 14 脚(两路输出端)的电压波形。事实上，UC1525A 两个输出端输出的正是互补对称，相位相差 180°且带有死区(两个功率管均不导通)的波形。
驱动变压器初级两端电压是 UC1525A 两个输出端电压之差(不是和！)，所以驱动变压器初级两端电压波形如图(06)和图(07)所示。
图(06)
图(06)显示的是占空比较大时驱动变压器初级两端的电压波形。
注意红色箭头所指处初级两端电压为零，这就是所谓“死区”。设置“死区”目的是要半桥上下两管均不导通。如果半桥上下两管同时导通，那么电源将通过两管短路，两管均会流过很大的电流。这种现像叫“共同导通”，其后果可能是灾难性的，功率管很可能会烧毁。
图(07)
图(07)显示的是占空比较小时驱动变压器初级两端的电压波形。
“死区”决不可省，因为 MOS 管关断延迟时间总是比开通延迟时间要长一点(参考各种型号 MOS 管 datasheet)，双极型三极管就更不用说了，关断比开通慢得多。也就是说，驱动变压器初级即使施加的是矩形方波(没有死区)，半桥的上下两管也必定会有短暂的“共同导通”，这段时间就是管子关断延迟时间与开通延迟时间的差，一支管子尚未关断而另一支管子已经导通。
正是考虑到避免“共同导通”，所以任何双端输出的开关电源控制芯片都设置了“死区”，某些型号的芯片，甚至可以用外部元件调整“死区”时间，例如 TL494 的“死区”时间就可以从外部调节。
图(08)
现在我们看看在 PWM 的一个周期内都发生了些什么事情。
图(08)是中等占空比时驱动变压器初级两端电压波形，图(09)是分立元件 Q1～Q4 构成全桥，全桥的输出供变压器 T 驱动大功率半桥的电路。
首先，这样的波形对变压器来说可以实现，因为横轴上面和横轴下面面积相等，即一个周期内伏秒积为零，变压器铁芯不会因伏秒积不为零而出现磁饱和。
图(08)中时刻 0 到时刻 t1，Q2 和 Q3 导通，Q1 和 Q4 关断，变压器 T 初级绕组 Z1 两端电压极性如图中正负符号所示。由变压器各绕组同名端可知，次级绕组 Z2 和 Z3 两端电压极性如图(08)所示，MOS 管 T1 门极对源极为正，T1 应该导通。而 T2 门极对源极为负，这没有关系。目前使用的大功率 MOS 管都是增强型，对 N 沟道 MOS 管，门极对源极电压为零固然 MOS 管关断，门极对源极为负仍然是关断。
时刻 0 到时刻 t1，电流方向如图(08)中红色箭头所示。千万注意：MOS 管门极源极之间不是电阻，而表现为一个电容，所以在矩形波的前沿瞬间电流很大，随即降低到相当小，在时刻 0 到时刻 t1 这段时间内电流变化很大，并非总是一样大的。所以红色箭头只表示电流方向，并不表示电流大小。
图(09)
时刻 t1，两支 MOS 管应该关断，驱动信号应该为零。此时刻应该让 Q3 关断而 Q2Q4 导通，以便驱动变压器三个绕组两端电压均为零。
但是前面已经说过，MOS 管门极与源极之间是个电容，这个电容已经在 0～t1 这段时间里面被充电。现在要让门极与源极之间电压为零，这个电容必须放电，无论 T1 还是 T2 门极电容都必须放电。放电过程中，门极源极之间电容从能量角度来说是电源，变压器绕组 Z2 和 Z3 成为初级，而 Z1 是次级。两 MOS 管门极电容放电电流方向如绿色箭头所示。
Q4 已经导通，电流从 Q4 集电极流向发射极，这没有问题。问题是电流不可能从 Q2 发射极流向集电极，因为 Q2 基极对发射极为正(这样 Q2 才会导通)，电流将流入 Q2 基极，而基极电路通常阻抗较高。于是，变压器绕组 Z1 两端不能形成短路，T1 和 T2 门极电容也就不能放电，T1 无法关断。
所以，Q2 和 Q4 必须反并联二极管，图中可见：绿色箭头方向的电流可以经二极管 D1 形成回路，也就是说，时刻 t1 到时刻 t2 这段时间里面绕组 Z1 被 Q4 和 D1 近似短路。由变压器特性可知，Z2 和 Z3 绕组也相当于短路，T1 和 T2 门极放电，门极对源极电压接近于零，T1 和 T2 均关断。这样才符合我们的要求。
显然，Q4 反并联的二极管 D2 是供时刻 t3 到时刻 t4 这段时间里面短路 Z1 之用。也就是 MOS 管 T2 从导通到关断。两个 MOS 管门极电容放电之用。
D1 和 D2 最好是使用肖特基二极管，压降较小，使得变压器 Z1 绕组在两个 MOS 管需要关断时更接近于理想的短路。
显然，只有具备了与三极管反并联的二极管 D1 和 D2，我们才能够使用变压器驱动半桥或者全桥，而且变压器在每个周期中均能够实现磁复位(伏秒积为零)铁芯不会进入磁饱和。改变占空比时仍然能够保证变压器不会磁饱和，且半桥两个功率管均正常开关。这就是图(01)中二极管 D1 和 D2 的由来。
二极管 D1 和 D2 也可以与 Q1 和 Q3 并联，不过那样的话，Q1～Q4 的驱动顺序必须改变：要变压器绕组 Z1 两端短路，必须让 Q1 和 Q3 导通，而 Q2 和 Q4 关断。D1D2 并联于 Q1Q3 时的驱动波形和 D1D2 并联于 Q2Q4 时的驱动波形不一样。
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