MOS晶体管的恒流性偏移
MOS晶体管斩波器的恒流性偏移可分如下两种。
（1）尖峰电流(驱动电压源通过极间电容的静电感应电流)
（2）抽运电流
MOS晶体管的恒流性偏移：以上两种成分均与驱动频率成正比，在这一点上是相似的，但其极性相互抵销;另外，与驱动电压的关系也不同，所以不能作为一类进行讨论。现以并联型斩波器电路为例，试求尖峰的大小。
图2.117为并联型斩波器电路，等效电路如同图(b )所示。方波驱动电压经极间电容CGD微分，其在漏侧的输出电压如图(C )所示,呈现按指数函数衰减的脉冲波形。斩波器由导通转换到关断的瞬间所产生的尖峰的时间常数很大，由关断转换为导通的时间常数就很小，所以两个尖峰的面积，亦即对时间的积分值，前者比后者要大得多。
MOS晶体管的恒流性偏移：前者称为关断尖峰的面积，后者称为导通尖峰的面积。这些尖峰经交流放大器放大后通过同步检波电路(包括检波后面的低通滤波器)变换成直流。另一方面，直流输入信号经斩波器变成方波后也同样被解调成直流。从而尖峰所引起的直流偏移的大小，须将同步检波输出信号除以直流增益而求得。同步检波电路的检波效率，根据不同的电路结构。
尖峰和方波信号的往往不一样，所以只知道斩波器输入电路中产生的尖峰波形，不可能求得其直流偏移的换算值。因此，一般是将同步检波电路理想化，对尖峰与对方波信号一样，取一个周期内的平均值作为直流偏移的换算值。这种方法对很多同步检波电路，可得到大致正确的结果。
MOS晶体管的恒流性偏移：由图2.117(C)可知，并联斩波器电路中的关断尖峰与信号源电阻成正比，导通尖峰与斩波器的导通电阻成正比，所以关断尖峰的面积较大，其直流偏移换算值如下。
与驱动频率f、驱动电压幅度E、极间电容CGD以及信号源电阻Rg成正比。由于尖峰脉冲与Rg成正比,属于恒流性偏移源。f、Rg由于电路性能的关系，不能随意降低，MOS场效应晶体管作斩波器用时要补偿从导通到关断的工作，E也不能降低到必要的幅度以下，所以为了降低这种偏移，应加接其它电容来抵销掉CGD的影响。
为此，一种方法采用图2.118的反相位电源，另一种方法再加一个MOS型场效应晶体管。后一种方法的典型例子是串并联斩波器电路。
在图2. 119所示的串并联斩波器电路中，设MOS场效应晶体管的极间电容为C2、C2、C4、C5、Rg、C1组成低通滤波器，电容C1与上述极间电容相比要大得多，所以流经C2的尖峰电流通过C1作交流接地，其影响不会出现在输出端。
同样,流经C5的尖峰电流也可忽略。因此，出现在输出端的尖峰电压由C3和C4产生。由于两个MOS场效应晶体管在相反的相位下工作，ug1和ug2的相位刚好是相反的。设两者有相等的幅度E，则输出尖峰电压波形为
比较式(2.170)和式(2.172),可知CGD被(C3-C4)所补偿。因此，为了有效地降低串并联电路中的尖峰偏移，应尽量使用极间电容相等的元件，MOS集成电路元件就很适用。
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