MOS管开关电源
MOS管最常见的应用可能是电源中的开关元件，此外，它们对电源输出也大有裨益。服务器和通信设备等应用一般都配置有多个并行电源，以支持N+1 冗余与持续工作 (图1)。各并行电源平均分担负载，确保系统即使在一个电源出现故障的情况下仍然能够继续工作。
不过，这种架构还需要一种方法把并行电源的输出连接在一起，并保证某个电源的故障不会影响到其它的电源。在每个电源的输出端，有一个功率MOS管可以让众电源分担负载，同时各电源又彼此隔离 。起这种作用的MOS管被称为"ORing"FET，因为它们本质上是以 "OR" 逻辑来连接多个电源的输出。
如何用MOS管控制使之达到电源缓启动的目的
在电信工业和微波电路设计领域，普遍使用MOS管控制冲击电流的方达到电流缓启动的目的。MOS管有导通阻抗Rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。虽然电路比较简单，但只有吃透MOS管的相关开关特性后才能对这个电路有深入的理解。
MOSFET的开通过程
尽管MOSFET在开关电源、电机控制等一些电子系统中得到广泛的应用，但是许多电子工程师并没有十分清楚的理解MOSFET开关过程，以及MOSFET在开关过程中所处的状态一般来说，电子工程师通常基于栅极电荷理解MOSFET的开通的过程，如图1所示此图在MOSFET数据表中可以查到。
图1 AOT460栅极电荷特性
MOSFET的D和S极加电压为VDD，当驱动开通脉冲加到MOSFET的G和S极时，输入电容Ciss充电，G和S极电压Vgs线性上升并到达门槛电压VGS(th)，Vgs上升到VGS(th)之前漏极电流Id≈0A，没有漏极电流流过，Vds的电压保持VDD不变。
当Vgs到达VGS(th)时，漏极开始流过电流Id，然后Vgs继续上升，Id也逐渐上升，Vds仍然保持VDD当Vgs到达米勒平台电压VGS(pl)时，Id也上升到负载电流最大值ID，Vds的电压开始从VDD下降。米勒平台期间，Id电流维持ID，Vds电压不断降低。
米勒平台结束时刻，Id电流仍然维持ID，Vds电压降低到一个较低的值米勒平台结束后，Id电流仍然维持ID，Vds电压继续降低，但此时降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后稳定在Vds=Id×Rds(on)因此通常可以认为米勒平台结束后MOSFET基本上已经导通。
对于上述的过程，理解难点在于为什么在米勒平台区，Vgs的电压恒定？驱动电路仍然对栅极提供驱动电流，仍然对栅极电容充电，为什么栅极的电压不上升？而且栅极电荷特性对于形象的理解MOSFET的开通过程并不直观因此，下面将基于漏极导通特性理解MOSFET开通过程。
MOSFET的漏极导通特性与开关过程
MOSFET的漏极导通特性如图2所示MOSFET与三极管一样，当MOSFET应用于放大电路时，通常要使用此曲线研究其放大特性只是三极管使用的基极电流、集电极电流和放大倍数，而MOSFET使用栅极电压、漏极电流和跨导。
图2 AOT460的漏极导通特性
三极管有三个工作区：截止区、放大区和饱和区，MOSFET对应是关断区、恒流区和可变电阻区注意：MOSFET恒流区有时也称饱和区或放大区当驱动开通脉冲加到MOSFET的G和S极时，Vgs的电压逐渐升高时，MOSFET的开通轨迹A-B-C-D如图3中的路线所示
图3 AOT460的开通轨迹
开通前，MOSFET起始工作点位于图3的右下角A点，AOT460的VDD电压为48V，Vgs的电压逐渐升高，Id电流为0，Vgs的电压达到VGS(th)，Id电流从0开始逐渐增大A-B就是Vgs的电压从VGS(th)增加到VGS(pl)的过程从A到B点的过程中，可以非常直观的发现，此过程工作于MOSFET的恒流区，也就是Vgs电压和Id电流自动找平衡的过程，即Vgs电压的变化伴随着Id电流相应的变化，其变化关系就是MOSFET的跨导：Gfs=Id/Vgs，跨导可以在MOSFET数据表中查到。
当Id电流达到负载的最大允许电流ID时，此时对应的栅级电压Vgs(pl)=Id/gFS由于此时Id电流恒定，因此栅极Vgs电压也恒定不变，见图3中的B-C，此时MOSFET处于相对稳定的恒流区，工作于放大器的状态开通前，Vgd的电压为Vgs-Vds，为负压，进入米勒平台，Vgd的负电压绝对值不断下降，过0后转为正电压驱动电路的电流绝大部分流过CGD，以扫除米勒电容的电荷，因此栅极的电压基本维持不变Vds电压降低到很低的值后，米勒电容的电荷基本上被扫除，即图3中的C点。
于是，栅极的电压在驱动电流的充电下又开始升高，如图3中的C-D，使MOSFET进一步完全导通C-D为可变电阻区，相应的Vgs电压对应着一定的Vds电压Vgs电压达到最大值，Vds电压达到最小值，由于Id电流为ID恒定，因此Vds的电压即为ID和MOSFET的导通电阻的乘积基于MOSFET的漏极导通特性曲线可以直观的理解MOSFET开通时，跨越关断区、恒流区和可变电阻区的过程米勒平台即为恒流区，MOSFET工作于放大状态，Id电流为Vgs电压和跨导乘积电路原理详细说明：MOS管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图4所示。
图4. 带外接电容C2的N型MOS管极间电容等效电路
MOS管的极间电容栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs、漏源电容Cds可以由以下公式确定：
R2由允许冲击电流决定：
其中Vmax为最大输入电压，Cload为C3和DC/DC电源模块内部电容的总和，Iinrush为允许冲击电流的幅度。
图5 有源冲击电流限制法电路
D1是一个稳压二极管，用来限制MOS管 Q1的栅源电压。元器件R1，C1和D2用来保证MOS管Q1在刚上电时保持关断状态。具体情况是：上电后，MOS管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压Vgs高到一定程度后，二极管D2导通，这样所有的电荷都给电容C1以时间常数R1×C1充电，栅源电压Vgs以相同的速度上升，直到MOS管Q1导通产生冲击电流。以下是计算C1和R1的公式：
其中Vth为MOS管Q1的最小门槛电压，VD2为二极管D2的正向导通压降，Vplt为产生Iinrush冲击电流时的栅源电压。Vplt可以在MOS管供应商所提供的产品资料里找到。MOS管选择以下参数对于有源冲击电流限制电路的MOS管选择非常重要：l 漏极击穿电压 Vds 必须选择Vds比最大输入电压Vmax和最大输入瞬态电压还要高的MOS管，对于通讯系统中用的MOS管，一般选择Vds≥100V。
栅源电压Vgs稳压管D1是用来保护MOS管Q1的栅极以防止其过压击穿，显然MOS管Q1的栅源电压Vgs必须高于稳压管D1的最大反向击穿电压。一般MOS管的栅源电压Vgs为20V，推荐12V的稳压二极管。l 导通电阻Rds_on.MOS管必须能够耗散导通电阻Rds_on所引起的热量，热耗计算公式为：
其中Idc为DC/DC电源的最大输入电流，Idc由以下公式确定：
其中Pout为DC/DC电源的最大输出功率，Vmin为最小输入电压，η为DC/DC电源在输入电压为Vmin输出功率为Pout时的效率。η可以在DC/DC电源供应商所提供的数据手册里查到。MOS管的Rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。
图6有源冲击电流限制电路在75V输入，DC/DC输出空载时的波形。
针对N+1冗余拓扑的并行电源控制的MOS管
在ORing FET应用中，MOS管的作用是开关器件，但是由于服务器类应用中电源不间断工作，这个开关实际上始终处于导通状态。其开关功能只发挥在启动和关断，以及电源出现故障之时 。
相比从事以开关为核心应用的设计人员，ORing FET应用设计人员显然必需关注MOS管的不同特性。以服务器为例，在正常工作期间，MOS管只相当于一个导体。因此，ORing FET应用设计人员最关心的是最小传导损耗。
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